本发明公开了一种测量载波干扰噪声比(CINR)的装置及方法,所述装置包括:信道测量模块、子载波总功率计算模块、子载波信号功率计算模块及CINR值计算模块;所述方法包括:接收机通过测量得到当前时刻各子载波的信道测量矩阵
1.一种载波干扰噪声比(CINR)的测量方法,其特征在于,接收机通过测量得到当前时刻各子载波的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="135"/>其中n为子载波的总个数;利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="86"/>及ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="213"/>分别计算得到当前时刻的子载波总功率P及子载波信号功率P_s,最后利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值。
2.如权利要求1所述的方法,其特征在于,利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="158"/>计算得到当前时刻的CINR值。
3.如权利要求2所述的方法,其特征在于,还包括:在计算得到当前时刻的CINR值后,所述接收机联合本地保存的前N-1次计算得到的CINR值对本次得到的CINR值进行N阶前向线性预测,将经过预测得到的CINR值作为本次测量得到的CINR值。
4.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述接收机联合本地保存的前N-1次计算得到的子载波信号功率对本次计算得到的当前时刻的子载波信号功率P_s进行N阶前向线性预测,得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="24"/>所述利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="154"/>计算得到本次测量得到的CINR值。
5.一种测量载波干扰噪声比(CINR)的装置,其特征在于,包括:信道测量模块、子载波总功率计算模块、子载波信号功率计算模块及CINR值计算模块;所述信道测量模块用于测量当前时刻各子载波的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="29"/>ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="118"/>其中n为子载波的总个数;所述子载波总功率计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="93"/>利用所述信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波总功率P;所述子载波信号功率计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="225"/>利用所述信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波信号功率P_s;所述CINR值计算模块用于利用所述子载波总功率计算模块计算出的P值及所述子载波信号功率计算模块计算出的P_s值计算得到当前时刻的CINR值。
6.如权利要求5所述的装置,其特征在于,所述CINR值计算模块用于利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:所述CINR值计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="158"/>计算得到当前时刻的CINR值。
7.如权利要求6所述的装置,其特征在于,还包括:存储模块及N阶前向线性预测模块;所述存储模块中保存有前N-1次计算得到的CINR值;所述CINR值计算模块还用于将通过本次计算得到的当前时刻的CINR值发送到所述N阶前向线性预测模块;所述N阶前向线性预测模块用于联合所述存储模块中保存的前N-1次计算得到的CINR值对所述当前时刻的CINR值进行N阶前向线性预测,将经过预测得到的CINR值作为本次测量得到的CINR值。
8.如权利要求5所述的装置,其特征在于,还包括:存储模块及N阶前向线性预测模块;所述存储模块中保存有前N-1次计算得到的子载波信号功率;所述子载波信号功率计算模块还用于将计算得到的当前时刻的子载波信号功率P_s发送到所述N阶前向线性预测模块;所述N阶前向线性预测模块用于联合所述存储模块中保存的前N-1次计算得到的子载波信号功率对所述当前时刻的子载波信号功率P_s进行N阶前向线性预测,得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="25"/>所述CINR值计算模块用于利用所述子载波总功率计算模块计算出的P值及所述子载波信号功率计算模块计算出的P_s值计算得到当前时刻的CINR值是指:所述CINR值计算模块用于利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="155"/>计算得到本次测量得到的CINR值。技术领域
本发明涉及无线通信系统,特别涉及一种CINR(Carrierxa0toxa0Interferenceandxa0Noisexa0Ratio,载波干扰噪声比)的测量方法及装置。
背景技术
LTE(Longxa0Termxa0Evolution,长期演进)系统是第三代移动通信(3G)系统的演进,它改进并增强了3G系统的空中接入技术,采用正交频分复用(Orthogonalxa0Frequencyxa0Divisionxa0Multiplexing,OFDM)和多输入多输出(Multiplexa0Inputxa0Multiplexa0Output,MIMO)作为其无线网络演进的唯一标准。在20MHz频谱带宽下能够提供下行100Mbit/s与上行50Mbit/s的峰值速率,改善了小区边缘用户的性能,提高了小区容量并降低了系统延迟。在LTE系统中,每个子载波上都包含两部分功率,一部分是信号功率,一部分是干扰噪声功率,载波干扰噪声比是一定时间范围内期望用户占用的子载波上的总功率和总干扰噪声功率的比值,它是反映信道质量的重要参数,是自适应码率调制、功率控制和闭环MIMO等的必须统计量。现有技术提供了一种载波干扰噪声比的测量算法,以LTExa0PUSCH(Physicalxa0Uplinkxa0Sharexa0Channel,物理上行共享信道)为例,其具体实施过程如下:设接收机接收到的导频信号为:Y=HX+NIxa0xa0xa0xa0(1)其中H为信道冲击响应,X为发射机发送的导频信号,NI为干扰噪声。对于接收机来说X是已知的,除以X之后,公式(1)可以变形为:H^=H+NI′---(2)]]>其中NI′=NI/X,由于X是归一化的信号,所以NI′与NI有相同的均值和方差。对ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="15"/>进行n点IDFT(Inversexa0Discretexa0Fourierxa0Transform,逆离散傅立叶变换)变换到时域为HT,信号在低频分量,而干扰噪声在高频分量,可以分开计算得到信号功率和干扰噪声功率,以此计算得到载波干扰噪声比。但上述算法应用在多径信道情况下时,信号和噪声在时域有重叠,即信号功率泄漏到噪声域里面,会导致CINR测量不准确。现有技术中另外一种载波干扰噪声比的测量算法,也以LTExa0PUSCH为例,具体实施过程如下:设接收机接收到的导频信号为:Y=HX+NI其中H为信道冲击响应,X为发射机发送的导频信号,NI为干扰噪声。对于接收机来说X是已知的,除以X之后,上述公式可以变形为:H^=H+NI′]]>其中NI′=NI′/X,由于X是归一化的信号,所以NI′与NI有相同的均值和方差。对ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="15"/>进行分组,每3个一组,即ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="62"/>及ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="29"/>为一组,其中i=1~n-2,n为子载波的总个数。从公式(2)可以得到如下结果:H^i=Hi+NIi′---(3)]]>H^i+1=Hi+1+NIi+1′---(4)]]>H^i+2=Hi+2+NIi+2′---(5)]]>假设H^i+1-H^i=H^i+2-H^i+1,]]>令Qi=2H^i+1-H^i-H^i+2---(6)]]>把公式(3)、(4)和(5)带入公式(6)得到下式:Q_i=2NI′_i+1-NI′_i-NI′_i+2xa0xa0xa0(7)那么每个子载波上的干扰噪声的平均功率为:PNI=16(n-2)Σi=1n-2|Qi|2---(8)]]>则载波干扰噪声比为:CINR=1nΣi=1n|H^i|2-PNIPNI---(9)]]>但该算法应用在实际载波干扰噪声比很低的情况下时,实际的干扰噪声会很大,如果测量到的P_NI有偏差,且该偏差比载波功率还大,则会导致估计所得的信号功率为负值,无法正确估计得到CINR。此外,该算法没有对测量得到的载波干扰噪声比进行处理。但在实际过程中,测量得到的载波干扰噪声比由于调度延迟的关系,不能如实的反映调度时刻的信道质量。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是,提供一种载波干扰噪声比的测量方法及装置,以解决多径信道和低载波干扰噪声比情况下,载波干扰噪声比测量的准确度问题。为解决上述问题,本发明提供了一种载波干扰噪声比(CINR)的测量方法,包括:接收机通过测量得到当前时刻各子载波的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="136"/>其中n为子载波的总个数;利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="85"/>及ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="214"/>分别计算得到当前时刻的子载波总功率P及子载波信号功率P_s,最后利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值。进一步地,上述方法还可具有以下特征:利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="159"/>计算得到当前时刻的CINR值。进一步地,上述方法还可包括:在计算得到当前时刻的CINR值后,所述接收机联合本地保存的前N-1次计算得到的CINR值对本次得到的CINR值进行N阶前向线性预测,将经过预测得到的CINR值作为本次测量得到的CINR值。进一步地,上述方法还可具有以下特征:所述接收机联合本地保存的前N-1次计算得到的子载波信号功率对本次计算得到的当前时刻的子载波信号功率P_s进行N阶前向线性预测,得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="25"/>所述利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="154"/>计算得到本次测量得到的CINR值。本发明还提供了一种测量载波干扰噪声比(CINR)的装置,包括:信道测量模块、子载波总功率计算模块、子载波信号功率计算模块及CINR值计算模块;所述信道测量模块用于测量当前时刻各子载波的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="30"/>ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="118"/>其中n为子载波的总个数;所述子载波总功率计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="96"/>利用所述信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波总功率P;所述子载波信号功率计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="224"/>利用所述信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波信号功率P_s;所述CINR值计算模块用于利用所述子载波总功率计算模块计算出的P值及所述子载波信号功率计算模块计算出的P_s值计算得到当前时刻的CINR值。进一步地,上述装置还可具有以下特征:所述CINR值计算模块用于利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:所述CINR值计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="159"/>计算得到当前时刻的CINR值。进一步地,上述装置还可包括:存储模块及N阶前向线性预测模块;所述存储模块中保存有前N-1次计算得到的CINR值;所述CINR值计算模块还用于将通过本次计算得到的当前时刻的CINR值发送到所述N阶前向线性预测模块;所述N阶前向线性预测模块用于联合所述存储模块中保存的前N-1次计算得到的CINR值对所述当前时刻的CINR值进行N阶前向线性预测,将经过预测得到的CINR值作为本次测量得到的CINR值。进一步地,上述装置还可包括:存储模块及N阶前向线性预测模块;所述存储模块中保存有前N-1次计算得到的子载波信号功率;所述子载波信号功率计算模块还用于将计算得到的当前时刻的子载波信号功率P_s发送到所述N阶前向线性预测模块;所述N阶前向线性预测模块用于联合所述存储模块中保存的前N-1次计算得到的子载波信号功率对所述当前时刻的子载波信号功率P_s进行N阶前向线性预测,得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="25"/>所述CINR值计算模块用于利用所述子载波总功率计算模块计算出的P值及所述子载波信号功率计算模块计算出的P_s值计算得到当前时刻的CINR值是指:所述CINR值计算模块用于利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="155"/>计算得到本次测量得到的CINR值。本发明可以减少频率选择性衰落和信道时变对信号功率造成的影响,本发明在低载波干扰噪声比下,由于信道响应变化量引入的误差相对于噪声功率很小,因此可以减少由于统计意义上带来的对测量载波干扰噪声比造成的影响;同时本发明方案一对载波干扰噪声比进行前向线性预测、方案二中对信号功率进行前向线性预测,避免了由于调度延迟使得测量的载波干扰噪声无法描述调度时刻的信道质量。因此,采用本发明可克服下面三个方面的技术问题:克服了在频率选择性衰落和信道时变情况下造成载波干扰噪声比测量不准确的技术问题;克服了在低载波干扰噪声比下的测量不准确的技术问题;克服了由于调度延迟带来的测量的载波干扰噪声比无法描述调度时刻的信道质量的技术问题。
附图说明
图1为本发明实施例中测量CINR的方法流程图;图2为本发明实施例中测量CINR的另一种方法流程图;图3为本发明实施例中子载波信号功率计算流程图;图4为本发明实施例中子载波总功率计算流程图;图5为本发明实施例中对CINR值进行N阶前向线性预测的流程图。
具体实施方式
下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。本发明的基本构思是:接收机通过测量得到当前时刻各子载波的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="142"/>其中n为子载波的总个数;然后,利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="85"/>及ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="213"/>分别计算得到当前时刻的子载波总功率P及子载波信号功率P_s,最后利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值。其中,利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="157"/>计算得到当前时刻的CINR值。此时,还可以联合本地保存的前N-1次计算得到的CINR值对本次得到的CINR值进行N阶前向线性预测,将经过预测的CINR值作为本次测量得到的CINR值,如图1所示。或者,还可以联合本地保存的前N-1次计算得到的子载波信号功率对本次计算得到的当前时刻的子载波信号功率P_s进行N阶前向线性预测,得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="26"/>则利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="154"/>得到本次测量得到的CINR值,如图2所示。设接收机接收到的导频信号为:Y=HX+NI其中H为信道冲击响应,X为发射机发送的导频信号,NI为干扰噪声。对于接收机来说X是已知的,除以X之后,上述公式可以变形为:H^=H+NI′]]>其中ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="83"/>NI′=NI′/X,由于X是归一化的信号,所以NI′与NI有相同的均值和方差。对ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="14"/>进行分组,每3个一组,分组方式有两种,即:(1)第i个子载波上的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="17"/>与第i+1及第i+2个子载波上的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="84"/>为一组,其中i=1~n-2,n为子载波的总个数;(2)第i个子载波上的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="17"/>与第i+1及第i+2个子载波上的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="83"/>为一组,其中:i=3m+1,m=0~[int(n/3)-1],n为子载波的总个数。从公式(2)可以得到如下结果:H^i=Hi+NIi′]]>H^i+1=Hi+1+NIi+1′]]>H^i+2=Hi+2+NIi+2′]]>根据统计原理和信道模型,假设H^i+1=H^i+δi]]>和H^i+2=H^i+1+δi,]]>则:H^iH^i+1*+H^i+2H^i+1*=((Hi+1-δi)+NIi′)(Hi+1+NIi+1′)*)]]>+((Hi+1+δi)+NIi+2′))(Hi+1+NIi+1′)*)]]>(10)=2|Hi+1|2+2Hi+1(NIi+1′)*+NIi′(NIi+1′)*+NIi′Hi+1*]]>+NIi+2′Hi+1*+NIi+2′(NIi+1′)*]]>令N=2Hi+1(NIi+1′)*+NIi′(NIi+1′)*+NIi′Hi+1*+NIi+2′Hi+1*+NIi+2′(NIi+1′)*,]]>PS=Σi=1n-2(H^iH^i+1*+H^i+2H^i+1*)]]>=Σi=1n-2(2|Hi+1|2)+Σi=1n-2(N)---(11)]]>≈Σi=1n-2(2|Hi+1|2)]]>则如图3所示,子载波上的信号功率为:Ps=Σi=1n-2|Hi+1|2≈12|PS|---(12)]]>则如图4所示,子载波上的总功率为:P=Σi=2n-1|H^i|2---(13)]]>方案一计算载波干扰噪声比CINR=10*lgPSP-PS]]>(单位dB)xa0xa0xa0xa0(14)通过上述步骤测得当前时刻k的载波干扰噪声比为CINR_k,然后把CINR_k通过N阶前向线性预测器得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="57"/>如图5所示,通过N阶前向线性预测器主要是用来预测在调度时刻可能的CINR:CINRk*=Σj=0N-1wjCINRk-j---(15)]]>则把ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="46"/>来表示最后测量得到的载波干扰噪声比,其中w_j的值可通过实际经验和数学关系式得到。方案二子载波上的干扰噪声功率为P_NI=P-P_sxa0xa0xa0xa0(16)通过上述步骤测得当前时刻k的信号功率为P_s,k,则把P_s,k通过N阶前向线性预测器得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="29"/>Ps,k*=Σj=0N-1wjPs,k-j---(17)]]>则载波干扰噪声比为CINR=10*lgPs,k*PNI]]>(单位dB)xa0xa0xa0xa0xa0(18)综上所示,本发明根据在频域靠近的三个子载波信道响应满足等差数列的规律,消除了在计算对应的子载波上的信号功率过程中,由于频率选择性衰落和信道时变引起信道响应变化量引入的误差,并得到所述子载波上的信号功率,在提供的技术方案一中,通过上述信号功率从而得到更加精确的载波干扰噪声比,通过前向线性预测,得到调度时刻的载波干扰噪声比。在提供的技术方案二中,信号功率通过前向线性预测,得到调度时刻的信号噪声,从而得到调度时刻的载波干扰噪声比。相应地,测量CINR的装置,包括:信道测量模块、子载波总功率计算模块、子载波信号功率计算模块及CINR值计算模块;信道测量模块用于测量当前时刻各子载波的信道测量矩阵ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="115"/>ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="29"/>其中n为子载波的总个数;子载波总功率计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="95"/>利用信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波总功率P;子载波信号功率计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="224"/>利用信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波信号功率P_s;CINR值计算模块用于利用子载波总功率计算模块计算出的P值及子载波信号功率计算模块计算出的P_s值计算得到当前时刻的CINR值。其中,CINR值计算模块用于利用P及P_s的值计算得到当前时刻的CINR值是指:CINR值计算模块用于根据公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="157"/>计算得到当前时刻的CINR值。该装置中还可包括:存储模块及N阶前向线性预测模块;存储模块中保存有前N-1次计算得到的CINR值;CINR值计算模块还用于将通过本次计算得到的当前时刻的CINR值发送到N阶前向线性预测模块;N阶前向线性预测模块用于联合存储模块中保存的前N-1次计算得到的CINR值对当前时刻的CINR值进行N阶前向线性预测,将经过预测得到的CINR值作为本次测量得到的CINR值。又或者该装置中还可包括:存储模块及N阶前向线性预测模块;存储模块中保存有前N-1次计算得到的子载波信号功率;子载波信号功率计算模块还用于将计算得到的当前时刻的子载波信号功率P_s发送到N阶前向线性预测模块;N阶前向线性预测模块用于联合存储模块中保存的前N-1次计算得到的子载波信号功率对当前时刻的子载波信号功率P_s进行N阶前向线性预测,得到ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="25"/>CINR值计算模块用于利用子载波总功率计算模块计算出的P值及子载波信号功率计算模块计算出的P_s值计算得到当前时刻的CINR值是指:CINR值计算模块用于利用公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="155"/>计算得到本次测量得到的CINR值。为了进一步说明本发明,下面结合实施例进行详细说明。实施例1:在LTExa0PUSCH中,终端设备发送的信号包括导频信号和数据信号,其结构如图5所示。取出导频信号Y,其值下式所示Y=HX+NI步骤1:由于终端发送的导频信号是已知的,对上式左右两边乘以X的共轭,由于发送的导频信号是模值为1的,因此上式等于:H^=YX*=H+NIX*]]>步骤2:在PUSCH中,子载波的个数是12的倍数,对ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="15"/>每3个子载波为一组,即为ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="73"/>和ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="40"/>i为每组的第一个子载波的序号;步骤3:按照公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="201"/>计算出PS,对PS进行求模运算之后除以2,得到子载波上信号功率P_s;步骤4:按照公式(13)计算得到子载波总功率P;步骤5:按照公式(14)计算得到当前时刻的载波干扰噪声比;步骤6:这里前向线性预测的阶数N为4,则[w₀,w₁,w₂,w₃]=[-2,6,-2,-1]通过上面5个步骤,假设在时刻为k测量得到的CINR_k为9dB,时刻k-1测量得到的CINR_k-1为9.5dB,时刻k-2测量得到的CINR_k-2为10dB,时刻k-3测量得到的CINR_k-3为10.5dB,则当前时刻k的最后输出的ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="47"/>为:CINRk*=-2*9+6*9.5-2*10-10.5=8.5(dB).]]>实施例2:在LTExa0PUSCH中,终端设备发送的信号包括导频信号和数据信号,其结构如图5所示。取出导频信号Y,其值下式所示:Y=HX+NI步骤1:由于终端发送的导频信号是已知的,对上式左右两边乘以X的共轭,由于发送的导频信号是模值为1的,因此上式等于:H^=YX*=H+NIX*]]>步骤2:在PUSCH中,子载波的个数是12的倍数,对ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="15"/>每3个子载波为一组,即为ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="73"/>和ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="39"/>i为每组的第一个子载波的序号;步骤3:按照公式ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="200"/>计算出PS,对PS进行求模运算之后除以2,得到子载波上信号功率P_s;步骤4:按照公式(13)计算得到子载波总功率P;步骤5:按照公式(16)计算得到干扰噪声功率P_NI;步骤6:这里前向线性预测的阶数N为4,则[w₀,w₁,w₂,w₃]=[-2,6,-2,-1]在上面步骤3,假设在时刻为k测量得到的P_s,k为2.7,时刻k-1测量得到的P_s,k-1为2.3,时刻k-2测量得到的P_s,k-2为1.5,时刻k-3测量得到的P_s,k-1为1.2,步骤5,在时刻为k测量得到的P_NI,k为0.2,则当前时刻k的ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="21"/>为:Ps,k*=-2*2.7+6*2.3-2*15-1.2=4.2.]]>则当前时刻的ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="251"/>当然,本发明还可有其他多种实施例,在不背离本发明精神及其实质的情况下,熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形,但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。